Front end per ELAD-S1 e non solo RR03-2014

Front end 144MHz no-tune per Elad FDM-S1 (ma non solo!)

Una delle caratteristiche più interessanti del noto ricevitore SDR Elad FDM-1 è la possibilità di ricevere direttamente, cioè senza l’anteposizione di convertitori, la panda dei 144MHz.

I primi “eploratori” di questa importante possibilità sono rimasti spesso delusi, travandosi a discernere i segnali utili da una sovrastante marea di broadcasting FM. Come mai tutto questo? Come si può ovviare?

Vediamo anzitutto uno schema a blocchi di principio del ricevitore:

Casella di testo: Illustrazione 1: Schema a blocchi di principio di un ricevitore SDR a campionamento diretto. In generale ogni attuale ricevitore SDR a campionamento diretto è composto da tre blocchi principali:

• un filtro passa basso

• un convertitore analogico-digitale

• un trattamento digitale del segnale (decimazioni, filtrature, etc.)

Il teorema del campionamento

L’enunciato che descrive matematicamente il comportamento di un sistema campionatore quale è un convertitore A/D è noto ai più, come teorema del campionamento di Nyquist-Shannon. Comparso per la prima volta nel 1949 in un articolo di C. E. Shannon, dovrebbe più correttamente chiamarsi Whittaker-Nyquist-Kotelnikov-Shannon (WNKS), secondo l’ordine cronologico di chi ne dimostrò versioni sempre più generalizzate.

In particolare il teorema afferma che, sotto opportune ipotesi, in una conversione analogico-digitale la minima frequenza di campionamento necessaria per evitare ambiguità e perdita di informazione nella ricostruzione del segnale analogico originario (ovvero nella riconversione digitale-analogica) con larghezza di banda finita e nota, è pari al doppio della sua frequenza massima.

L’enunciato:

Un segnale analogico , la cui banda di frequenze sia limitata dalla frequenza , può essere univocamente ricostruito a partire dai suoi campioni presi a frequenza  se .

Il teorema di fatto afferma come lo spettro di un segnale campionato sia uguale allo spettro del segnale originale ripetuto periodicamente con periodo uguale alla frequenza di campionamento  se la frequenza massima del segnale originale supera le ripetizioni nello spettro del segnale campionato si sovrappongono. Questa sovrapposizione rende impossibile l’esatta ricostruzione del segnale originale e tale ricostruzione risulterà distorta (il fenomeno noto come aliasing). Per questo motivo, in genere un apparato di conversione analogico-digitale ha un filtro anti-alias a monte dello stadio campionatore, il cui compito è quello di eliminare dal segnale in ingresso le componenti a frequenza maggiore della metà della frequenza di campionamento dell’apparato  .

Se, come nel caso dell’FDM-S1 si ha a disposizione un apparato di conversione A/D che lavora ad una data frequenza  e si è interessati alle componenti di un segnale che superano , si può utilizzare tecniche di sottocampionamento. Questa possibilità è realizzabile quando le frequenze di interesse sono racchiuse in un range del tipo : e questo è possibile anche se sia che superano . In questo caso, tuttavia, il limite imposto dal teorema del campionamento non è più sufficiente a garantire un campionamento corretto.

Applicando la teoria al caso reale del nostro SDR Elad, possiamo caratterizzare il suo comportamento nella banda da 0 a 200 MHz come segue:

Sull’asse delle ascisse troviamo la frequenza in ingresso al ricevitore, mentre su quello delle ordinate vi è la “frequenza apparente” in uscita dal convertitore analogico-digitale. Appare subito evidente ed in pieno accordo colla teoria sopra espressa, come a frequenze superiori a  (30,74MHz nel nostro caso) si “perda l’identità” del segnale e non sia più possibile conoscere da quale frequenza di ingresso sia generato un dato segnale convertito in digitale.

Nello specifico della nostra discussione possiamo focalizzare l’attenzione alla banda dei 2m ed alle broadcasting 88÷108MHz.

Dai calcoli e più facilmente dalla grafica si può notare come la banda FM sia convertita dall’AtoD nel campo 30,74÷14,88MHz (area azzurra). A prima vista può stupire come i 20MHz in ingresso si “riducano” a circa 16. L’effetto di “compressione” è dovuto al fatto che nel campo di frequenza della FM cade una delle frequenze di Nyquist , che “specchia” parte dello spettro dando luogo all’apparente compressione degli estremi di banda. Interessante anche notare come segnali compresi nel campo 144÷148 e 99,8÷101.8MHz (aree rosa e grigio) diano luogo alla stessa uscita, causando lo spiacevole effetto di sovrapposizione di cui abbiamo parlato ad inizio dell’articolo. Ovvio supporrre che una broadcasting FM sia spesso ben più forte dei nostri segnali Dx e quindi..

Non solo le FM sono indistinguibili dai 144MHz. Ad esempio i 144.300MHz saranno (da 0 a 200MHz) sovrapposti anche a quanto indicato in tabella:

Occorre quindi una soluzione che consideri in maniera pesata i vari aspetti.

La proposta di soluzione

La soluzione è stata tutta studiata per essere facilmente replicabile, a basso costo, con componenti di facile reperibiltà e “no-tune” per permettere di ottenere buoni risultati anche a chi non dispone di sofisticate attrezzature di messa a punto.

Lo schema a blocchi del sistema proposto è il seguente:

Illustrazione 2: Schema a blocchi del front-end proposto

Fra antenna e ricevitore SDR viene interposto una unità costituita da tre blocchi funzionali:

• un filtro elimina banda (notch) sintonizzato a 88-108MHz

• un amplificatore a basso rumore ed alta dinamica

• un filtro passa banda sintonizzato sui 145MHz

di cui lo schema complessivo è il seguente:

Illustrazione 3: Schema elettrico complessivo del front-end no-tuneVediamo uno per volta la loro descrizione di dettaglio

Il notch

E’ la sezione d’entrata del circuito ed ha la funzione di attenuare in maniera significativa tutta la banda 88-108MHz solitamente piena di potenti segnali. E’ realizzato tramite tre celle di filtro. Le due in serie al segnale sono risonanti parallelo, pertanto offrono un elevata resistenza al passaggio del segnale da eleminare. Fra di esse, trova luogo una cella LC serie, che dualmente appaiono come un corto circuito per gli stessi. Una accurata scelta dei componenti permette di ottenere una buona curva di risposta.

Illustrazione 4: Estratto del datasheet del MGA62563LNA

Questa sezione provvede ad un certa amplificazione del segnale utile, mantenendo bassa così la cifra di rumore dell’intera catena di ricezione. Molto conveniente risulta l’impiego di un moderno dispositivo della Avago, quale il MGA62563. Dal suo datasheet infatto notiamo come la sua NF a 144 MHz sia inferiore al dB, mentre offra al tempo stesso una elevatissima capacità di trattare forti segnali con una potenza di ucita di ben 60mW. Il suo guadagno è di circa 21dB, perfettamente calibrato per recuperare le perdite del seguente filtro passa banda, senza per questo sovraccaricare il ricevitore. Questo stadio può essere alimentato con tensioni variabili fra 3 e 5V, aggiustando conseguentemente il valore di R1 che vale circa 220 Ohm alla tensione inferiore e 1500 Ohm alla massima. La corrente totale nel dispositivo è controllata dalla stessa resistenza ed è bene che rimanga limitata a 50÷60mA massimi.

Il passa banda

Lo schema ed il dimensionamento è ispirato all’opera di YU1LM. E’ un circuito multicelle, realizzato con valori di componenti commerciali e quindi facilmente reperbili e di basso costo. La sua curva di risposta teorica ottenuta tramite simulazione con CircuitLab è la seguente:

Illustrazione 5: Curva di risposta simulata con CircuitLab del filtro passa banda
La banda utile è di pochi MHz e ben centrata sulla frequenza di interesse, mentre le broadcasting FM e i segnali a 170MHz sono attenuati di circa 50dB.

Illustrazione 6: Uno dei prototipi realizzati sul banco di misura. Notare le induttanze del
filtro d’uscita realizzate ancora in “tecnica classica”

La parte che potrebeb risultare critica è la disponibilità di induttori SMD capaci di operare a queste frequenze. Ho personalmente verificato come vari prodotti
commerciali non meglio specificati, abbiano un frequenza di autorisonanza inferiore ai 100 Mhz oppure elevate perdite (dovute al nucleo principalmente). Occorre
quindi assicurarsi di impiegare componenti ad alto Q, specificamente progettati per filtri in V-UHF. In alternativa, perdendo qualcosa dello spirito no-tune, si possono
costruire gli induttori “alla vecchia maniera”, avvolgendo 5 spire su diametro 5mm di filo rame smaltato da 0,8mm, spaziate in modo che il tutto risulti lungo circa
7mm.

Risultati finali

Mettendo tutto assieme, si ottiene una curva di risposta simile a quella in figura:

In banda 144MHz il guadagno è di 17-18dB. I 160 MHz sono attenuati di almeno 30dB mentre la banda FM lo è di 50-70dB. Con un po’ di cura nella realizzazione, in
particolare schermando le varie sezioni di filtro e mettendo tutto su un buon PCB i risultati saranno anche migliori. Perchè però togliere al lettore sperimentatore il
piacere di svilupparsi la soluzione ingegnerizzata a suo piacimento?
Al di là della sua utilità pratica, questa realizzazione permette di mettere in luce una quantità di interessanti aspetti del downsamplig, fino ad ora forse, poco noti.
Buoni DX allora a tutti!

Bibliografia

www.elad.it

http://yu1lm.qrpradio.com/

www.circuitlab.com